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　　在多通道系统中，每个通道一般要求使用一个微控制器和一组专用ADC.微控制器处理数据采集、数字控制环路、PWM生成、控制和通信功能，因此它必须具有非常高的处理能力。此外，由 于处理器必须处理多个并行任务，PWM 信号中的抖动可能会引起问题，尤其是PWM 占空比较低时。作为控制环路的一部分，微处理器会影响环路带宽。

　　图6中的电池测试系统采用模拟控制环路。两个DAC 通道控制CC和CV设定点。

　　AD8450/AD8451用于电池测试与化成系统的精密模拟前端和控制器可测量电池电压和电流，并与设定点进行比较。CC和CV环路决定MOSFET 功率级的占空比模式从充电变为放电后，测量电池电流的仪表放大器的极性转，以保证其输出为正，同时在CC和CV放大器内部切换可选择正确的补偿网络。整个功能通过单引脚利用标准数字逻辑控制。

　　图6. 模拟控制环路

　　在此方案中，ADC监测系统，但它不属于控制环路的一部分。扫描速率与控制环路性能无关，因此在多通道系统中，单个ADC可测量大量通道上的电流和电压。对于DAC而言同样如此，因此针对多个通道可采用低成本DAC.此外，单个处理器只需控制CV和CC设定点、工作模式和管理功能，因此它能与多通道实现接口。处理器不决定控制环路性能，因此并不要求高性能。

　　ADP1972 PWM发生器使用单引脚控制降压或升压工作模式。模拟控制器和PWM发生器之间的接口由不受抖动影响的低阻抗模拟信号构成;而抖动会使数字环路产生问题。表2显示模拟环路相比数字环路如何提供更高的性能和更低的成本。

　　表2. 模拟和数字控制环路比较

　　特定温度范围内的系统精度

　　校准可除去大部分初始系统误差。余下的误差包括：放大器CMRR、DAC(用于控制电流和电压设定点)非线性和温度漂移造成的误差。制造商指定的温度范围各有不同，但最常见的是25℃ ±10℃，本文即以此为例。

　　本设计中使用的电池，完全放电后电压为2.7 V，完全充电后电压为4.2 V;使用5 mΩ分流电阻的满量程电流为12 A;用于AD8450 的电流检测放大器的增益为66;用来测量电池电压差动放大器增益为0.8。

　　总系统误差中，电流检测电阻漂移占了相当一部分。Vishay 大金属电阻;器件型号：Y14880R00500B9R,最大温度系数为15ppm/℃，可减少漂移。AD5689双通道、16 位nanoDAC+模 转换器，最大INL额定值为2 LSB，可降低非线性度。ADR45404.096 V基准电压源，最大温度系数额定值为4 ppm/℃，是在电流和电压设定点之间进行取舍后的理想选择。经电流检测放大器以66倍衰减后，DAC INL会使满量程误差增加约32 ppm，基准电压源引入的增益误差为40 ppm。

　　电流检测放大器在增益为66时的CMRR 最小值为116 dB.如果系统针对2.7 V电池进行校准，则4.2 V电池将产生40 ppm满量程误差。此外，CMRR变化为0.01 μV/V/℃，或者0.1μV/V(10℃温度范围)。电流检测放大器的失调电压漂移最大值为0.6 μV/℃，因而10℃ 温度偏移将产生6 μV失调，或者100 ppm满量程误差。

　　最后，电流检测放大器的增益漂移最大值为3 ppm/℃，而总漂移为30 ppm(10℃范围内)。检测电阻漂移为15ppm/℃，因此总共增加150 ppm 增益漂移(10℃范围内)。表3总结了这些误差源，它们产生的总满量程误差不足0.04%。该误差很大一部分来源于分流电阻，因此必要时可以采用漂移值较低的分流电阻，以改善系统精度。

　　表3. 10℃范围内的电流测量误差

　　类似地，对于电压输入而言，2 LSB DAC INL相当于折合到5.12 V满量程输入的31 ppm误差。若电池电压在2.7 V和4.2 V范围内变化，那么差动放大器的78.1 dB CMRR将产生187 μV失调误差，或者36.5 ppm满量程误差。来自CMRR漂移的额外误差远低于1ppm，可以忽略。

　　差动放大器的失调漂移为5 μV/℃，或者10 ppm满量程误差(10℃范围内)。差动放大器的增益漂移为3 ppm/℃，或者30 ppm(10℃范围内)。基准电压漂移为40 ppm(10℃范围)。总电压误差最大值为0.015%，如表4 所总结。

　　表4. 10℃范围内的电压测量误差

　　实现高精度电流测量要比高精度电压测量困难得多，因为信号电平更小而动态范围更宽。分流电阻和仪表放大器失调漂移随温度 产生的误差最大。

　　减少校准时间

　　系统校准时间可达每通道数分钟，因此减少校准时间便可降低制造成本。若每通道需3分钟，则96通道系统便需要4.8小时来执行校准。电压和电流测量路径有所不同，因为电流极性会发生改变，且失调和增益误差在各种模式下均有所不同，因此需单独校准。若没有低漂移元件，就必须针对每一个模式进行温度校准，导致校准时间非常长。

　　当AD845x在充电和放电模式之间切换时，内部多路复用器将在到达仪表放大器和其他信号调理电路之前改变电流极性。因此， 仪表放大器将始终获得相同的信号，无论处于充电还是放电模式，且增益误差在两种模式下均相同，如图7 所示。多路复用器的电阻在充电和放电两种模式下不同，但仪表放大器的高输入阻抗使得此误差可忽略不计。

　　从系统设计角度而言，两种模式下具有相同的失调和增益误差意味着单次校准可消除充电和放电模式下的初始误差，使校准时间减半。此外，AD845x具有极低漂移，对其进行单次室温校准即可， 无需在不同温度下进行校准。考虑到整个系统寿命期间所需的校准，节省的时间可转化为成本的大幅下降。

　　减少纹波

　　从线性拓扑转换到开关拓扑后，系统设计人员面临的问题之一是电压和电流信号中的纹波。每一个开关电源系统都会产生一些纹波，但在高效率、低成本要求的PC和其他大用量电源管理应用中稳压器模块的推动，技术变革非常快。精心设计电路和PCB布局， 可以减少纹波，使得开关电源可以为一个16位ADC供电而不会降低其性能，详见AN-1141应用笔记用开关稳压器为双电源精密ADC供电。此外，ADP1878同步降压控制器数据手册提供有关高功率应用的更多信息。大部分开关电源使用单级LC滤波器，但 若需要更佳的纹波和更高的系统精度，则双级LC滤波器将有所帮助。

　　均流控制

　　AD8450支持方便的纯模拟均流，是结合多通道实现高容量电池化成和测试的快速、高性价比之选。例如，可以利用一个5 V、20 A单通道设计，三个相同的通道均流后可产生5 V、60 A系统。采用AD8450 和一些无源器件即可实现均流总线和控制电路。与单通道设计相比，这是一种高性价比方式，因为可以使用低成本功率电子器件，无额外开发时间。详情可参见AD8450 数据手册。

　　图7. AD845x在充电和放电模式下具有相同的失调和斜率

　　结论

　　AD8450、AD8451和ADP1972简化系统设计，具有优于0.05%的系统精度和超过90%的能效，有助于解决可充电电池制造瓶颈问题，同时为环保技术的普及做出贡献。开关电源可为现代可充电电池的制造提供高性能、高性价比解决方案。

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