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通过引入超前-滞后补偿而引入了一个极点（？‘p，dom）和一个零点（？z），引入的极点（？’p，dom）变成了新的主极点，引入的零点（？z）基本上抵消了运放的固有主极点（？p，dom），虽然图3B显示的是？z和？？p，dom之间完美的抵消。这样文献中所示的对应（错误的）图应该可以理解了。与许多其它补偿技术一样，超前-滞后补偿的一个明显优势是，所形成的主极点和非主极点之间的间距增加了，从而增强了稳定性。然而有人可能会问为何不是只执行超前补偿，用补偿网络引入的零点抵消运放固有的第一个非主要极点。

一个众所周知的原因是，超前补偿明显会产生带宽限制，而超前-滞后补偿不会。为什么超前-滞后补偿不会限制带宽呢？如果从开环增益曲线看全部可见的话，这个问题的答案不是很明确。有人也许通过分析闭环放大过程可以得到答案。针对超前-滞后补偿情况，另一篇文献很好地提出了闭环增益计算公式，但这里对这种技术为何不会限制带宽给出了一种直观的解释，虽然利用了一些简单的数学方法。

在图1所示的两个放大器配置中，运放的负输入端是负反馈点，因此只要在感兴趣频率点的开环增益幅度足够大，这就是一个非常低的增量阻抗节点，也称为虚地。所以将信号源电压转换为等效输入信号电流、然后乘上反馈电阻值（RF）得到纯输出电压（YINV）是有意义的，如图4所示。



图4：图3A的戴文宁等效电路。

完成这种转换的一种流行方法是通过戴文宁等效网络。图4显示了图3A的戴文宁等效电路。在图3A中，假设运放及其反馈网络不存在，换句话说去除了负载，然后考虑在以前连接的运放负输入端处来自输入源（XINV）的贡献。这种贡献可以被称作戴文宁等效电压（VTH），它的幅度随频率增加而减小，因为当频率增加时补偿电容的阻抗会减小。

与此同时，由于补偿电容的作用，戴文宁等效串联阻抗（ZTH）受相同方式的影响。因此流向运放负输入端（虚地）的净信号电流（ISIG）将等于（VTH/ZTH=XINV/RG），其中分子项VTH中的所有拐点将被分母项ZTH中的所有拐点所抵消，继而导致不受补偿网络影响的信号电流。最终由于超前-滞后网络的使用而没有带宽限制。见公式2a和公式2b.


这种超前-滞后实现的缺点是，随着频率的变化会出现噪声增益峰值，但只要有足够的补偿，信号路径增益就不会出现峰值，因而降低了信噪比（SNR）。

超前补偿：不同实现方法

至此讨论的超前-滞后补偿（图3A）的实现方法是，在运放负输入端到地之间、或等效在运放两个输入端之间连接串联电阻和电容元件。然而，当这样的串联结构连接在放大晶体管的输入-输出引脚之间时，补偿技术被称为超前补偿与最终极点分离补偿的组合。这种串联电阻与电容补偿结构几乎总是存在于运放内部。

通常这个过程一开始是在增益单元间放置一个电容，这样由于电容米勒效应会形成极点分离补偿。然后为了补偿由此形成的右半平面零点，需要增加一个串联电阻，并通过调整阻值实现超前补偿，此时需要移动零点直到它抵消第一个非主要极点。最终人们如何连接这样的串联电阻和电容网络取决于超前或超前-滞后补偿顶点的具体要求和可用选项。

为了在使用运放IC的放大器中实现超前补偿，需要并联反馈电阻放置一个反馈电容[1，3].尽管是超前补偿实现方法，但它的意图通常是通过补偿网络引入一个零点来抵消一个极点，而且一般是待补偿系统的第一个非主要极点。

结束语

按照文献中描述的补偿网络严格定义，图3A中所示的所谓超前-滞后补偿从严格意义上讲是一种滞后补偿。同样，在晶体管放大节点间放置的所谓超前补偿网络，严格来说也是一种滞后补偿网络。这再一次提醒人们这些补偿技术实际上有多相似，而在不同参考文献中基于这样那样的理由却被分成不同的种类。也许除了“增益补偿”技术外，所有上面提及的补偿技术都可以归类为“拐点补偿”技术，因为直流开环增益幅度在补偿过程中保持恒定，只有拐点会经历重新定位、创建和消除的组合过程。

关键词： 运放 补偿 前馈增益 噪声增益