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图4：主电路拓扑图由于有源钳位采用的是FLYBACK型钳位电路，它的钳位电容电压为：

Vc=Vin

所选用的控制IC芯片为UC3844,它的最大占空比为50%,所以电容上的电压最大为Vin,电容耐压为60V以上，只要选取足够大即可保证电路能正常工作，本电路所选取的钳位电容为47μF/100V.

有源钳位管S1的驱动必须跟变压器原边的地隔离开，而且S1的驱动信号必须跟开关管S驱动信号反相，使用UCC3580可以实现两个管子的驱动，可是这个芯片并不常见，因而这里选用UC3844跟IR2110组合。UC3844出来的控制信号用来作为IR2110的低端输入，其反相信号作为IR2110的高端输入，IR2110的高端驱动通过内部自举电路来实现隔离。这样，我们就达到了驱动两个开关管的目的。

在输出整流电路中，当续流二极管(即SR的反并二极管)受正向电压导通时，应及时驱动SR导通，以减小压降和损耗。但为了避免SR与SR1同时导通，造成短路事故，必须有“死区”时间，这时仍靠二极管D导通。SR的开关瞬时要与续流二极管的通断瞬时密切配合，因此对开关速度要求很高。另外，从成本综合考虑，选用IRL3102.

变压器的设计跟一般正激式变换器变压器设计差不多，只是要考虑同步整流管的驱动。所选用的同步整流管的驱动开通电压为4V左右，电路输出电压为3.3V,输出端相当于一个降压型电路，占空比最大为0.5,所以变压器副边电压至少为6.6V.因为MOSFET的栅-源间的硅氧化层耐压有限，一旦被击穿则永久损坏，所以实际上栅-源电压最大值在20~30V之间，如电压超过20V,应该在栅极上接稳压管。

5 输入电压范围的调制

工作在高频高压条件下的小功率电源，输入电压范围的调节会出现困难。不但调整率很差，而且在输入电压超过一定值时，电源无输出，或输出电压不稳定。原因是高压小功率电源的占空比很小，工作时的导通脉宽很窄(呈窄脉冲工作状态)。当输入电压升高时，输出能量不变，脉冲宽度变窄，幅度加长。输入电压升高到一定限度，控制电路呈失控状态，无法实现有效的闭环控制，导致整个电路关闭。为解决这个问题，经过分析试验，设计了一个输入电压调节电路，如图5所示。

图5：输入电压调节电路

它实际上是一个输入电压预稳压电路，输入电压经过它，成为基本稳定的电压，再加到主电路(开关电路)上。

经过调试，试验和长期装机应用，证明了该电路的稳定与可靠。下图表1是设置输入电压调节电路与没有设置时的实测数据。为简化起见，这里只给出输出主电路(25kV)参数。明显看出，加了该电路后，输入电压调整率大大提高，输入电压调节范围也增至250V.

表1：输入电压变化对输出电压的影响

由于上电时，输入端瞬间冲击电流很大，对输入电压调节电路造成危害。为此，还专门设计了输入缓冲电路。

6 实验结果和波形分析

开关管S1和S的Uds波形如图6所示，RefA为S管压降波形，50V/div,RefB为S1管压降波形，50V/div.电路此时工作在Vin= 60V左右，S1和S的开关应力大概为120V,D=0.5左右。

图6：开关管S和S1的uds波形

图7为变压器输出电压，也就是同步整流管SR1和SR的驱动信号，正的部分为SR的驱动信号，负的部分为SR1的驱动信号。

图7：同步整流管的驱动波形

实验所得波形和分析的波形基本吻合，只是在开关转换瞬间，电压有小尖峰，这是由电路的杂散参数引起的。该电路的工作效率经过

关键词： 小型化 开关电源 设计方案