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UC3844采用的是峰值电流控制模式，脚3是电流比较器同相输入端，接电流取样信号输入，即电流内环，由R3，Rf以及脚3组成。如图2所示，从脚3引入的电流反馈信号与脚1的电压误差信号比较，产生一个PWM(脉宽调制)波，由于电流比较器输入端设置了1V的电流阈值，当电流过大而使电阻R3上的电压超过1 V(即脚3电平大于1V)时，将关断PWM脉冲，反之，则保持此脉冲。

由于电阻R3检测出的是峰值电流，因此它可以精确地限制最大输出电流，被检测的峰值电流为imax=1/R3。这里上端采样电阻Rf取为1kΩ)，下端电流检测电阻R3，取为0.55Ω。滤波电容取为470pF/1.2V的电解电容。

2.3 电压反馈电路设计

采用三端可控基准源TL431反馈误差电压，并将误差电压放大，驱动线性光耦PC817的原边发光二极管，而处在电源高压端的光耦副边三极管得到反馈电压，输入到UC3844的内部误差放大器(脚1和脚2)，进而调整开关管的开通、关断时间。

TL431的参考端(REF)和阳极(ANODE)间是稳定的2.5V基准电压，它将取样电阻上的电压稳在2.5V。当输出电压增大，经R10，R11分压后得到的取样电压(即R-A间的电压)大于2.5V时，流过TL431的电流增大，其阴极电压下降，光耦原边二极管发光，传递到副边三极管，进而使得开关管的导通时间减少，从而降低输出电压。

基于上述分析，TL431下端采样电阻为R=2.5V/1mA=2.5 kΩ 。实际的检测电流为I=2.5V/2.7kΩ=0.96mA。TL431分压网络上端的电阻值为

R=(20-2.5)/0.96×10^-3=18.22 kΩ (取18 kΩ)

另外，为降低误差放大器的高频增益，TL431的R—C间接入一个22 nF的CBB电容。同时在LED原边二极管两侧并联一个1 kΩ的电阻，它的作用是保证LED导通时电流从零开始增加。

3 实验分析

实验电路主要参数为：5路输出，总的输出功率50 w，每路20 V/0.5 A，开关频率40 kHz，变压器原副边变比5：1，变压器原边电感量3.76 mH，主开关管为IRF840。分别在轻载150Ω和满载100Ω情况下考核了此电路，下面分别就这两种情况给出说明。

图3为开关管的驱动波形，从图2中可以看出，上升沿和下降沿比较陡峭，驱动电平适中，符合要求，有良好的驱动能力；轻载时占空比非常小，满载时稍大，但均远小于50% ，保证了电路工作在完全能量转换方式。

图4为开关管的漏源电压波形，从图3中可以看出，电压尖峰很小，但有一定的过冲，保证了响应速度，说明缓冲电路的设计是合理的；电流断续，当变压器原边电压在理论上降为零时，实际情况是发生振荡，其原因是变压器释放完了所有能量，开关管的漏源电压从较高的值下降到等于输入电压的值的电平上，这一转变激发了谐振回路，它由杂散电容和原边电感构成，从而产生了一个衰减的振荡波形，并持续到开关管再次导通为止。另一方面，从图4中还可明显地看出，电路不论轻载还是满载均工作在完全能量转换方式，而且轻载时的断续时间较满载时的断续时间长，符合反激式变换器的工作原理。

图5为输出电压纹波波形，从图中可以看出，满载时输出电压的纹波除了少数的毛刺，其主要部分小于0.1V，与输出电压(20V)相比，不到其0.5% ，说明此电路的输出纹波很小，达到了设计指标的要求；而轻载时毛刺也很少，工作情况很理想。

4 结语

实验结果表明，本文设计的单端反激式开关电源，具有体积小、重量轻、输出电压纹波小等优点，且稳定性好，轻载和满载均能可靠运行，电网电压浮动时，电源也能正常工作，因此，作为IGBT的驱动电源，达到了满意的效果。另外，实验过程中遇到了以下两个问题，希望能为以后设计反激式电源的同行提供一些帮助：

1)3844的脚1和脚2接的电压反馈电路的逻辑及各个元器件的参数需要仔细推敲。

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