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对于拓扑I，在充电前稳态时，Cs上的电压uCs与输出电压Udc相同。到达t0时刻时，变压器次级电压变为Uin／n，整流桥开始正向导通，另一组二极管关断，次级绕组漏感开始和整流桥二极管的结电容振荡。整流桥输出电压u0上升并在t1时达到Udc，然后VDs导通，Cs加入谐振。uCs和ur0上升到箝位电压Uc，然后在t2谐振结束时降到Uin／n。当VDs在t3时刻关断时，uCs通过Rs和Lf放电，直到uCs和Udc在t4时达到平衡。在这段关断时间里，ur0=0。
在该缓冲电路模型中，整流桥的最大电压应力被控制在小于2倍2Uin／n的Uc。从工作过程来看，由于Rs上的压降几乎为零，因此在[t1，t3]内iRs=0。只有在[t3，t4]时刻有唯一的电流，此时Rs和Lf上的损耗Edis可以被线性计算为：

该缓冲电路的缺点是：当Cs上额外的电压放电时要通过滤波电感，这样会使放电过程缓慢，导致Uc相对较高。
拓扑Ⅱ中，Rs和Lf并联。其工作过程与拓扑I相似，但是当VDs在t3时刻关断时，放电电流只经过Rs而不经过Lr，这样加快了放电速度。
在该电路模式中，部分谐振能量通过Rs传送给终端输出。由图2c可见，当uCs高于Udc时，Rs上有一个用于维持Cs充放电平衡的小电流iRs’，其大小取决于Rs的值，且该电流不足以在开通时间内将Cs上的电压释放到与Udc相平衡。所以，uCs在t3时刻整流桥关断前幅值能稳定在Uin／n。
该放电回路是个一阶模型，计算较为简单。由于只要uCs高于Udc，Rs上就会消耗能量，所以与拓扑I相比，该电路损耗Edis要大，可近似计算为：

图3a为另一常用RCD吸收电路，其吸收电阻和电容是并联的。图3b为其工作波形。当整流桥关断时，uCs完全通过Rs放电，只要时间充足，电容上的所有能量将通过Rs消耗掉，并且uCs在t4时刻为零。该放电过程更快，但损耗的能量与之前的电路相比也大大增加。

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关键词： DC 变换器 研制 电源 应急 通风 轻轨