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通过理想的仿真计算，该设计选用了6×30μm的增强型PHEMT器件，Craig Moore的198?年的设计中在MESFET管的漏极增加了一些额外的匹配元件，以保证有效输出电容和栅极输入容抗相同。此时输入和输出的集总参数传输线将是对称的，其相位延迟也相同。文章还比较了这种输入输出传输线对称的匹配方案和另一种漏级电容独立优化的方案(漏极电感和栅极不对称)。对于这个简单的3级PHEMT设计，栅极和漏极输入线的相移差别很小，这里就采用较简单的非对称方案。如果输入输出传输线的相位差较大，这种方案的就不能有效的合并各级的增益。下一步使用TriQuint公司提供的电感、电阻、电容以及互连线模型取代理想元件，进行更真实的仿真。图3显示了期望的最终放大电路的增益、匹配度、稳定因子和噪声系数。仿真中采用了30mA和3.3V的直流偏置设计，以限制其功耗在100mW以内，并实现了输出功率和三阶互调截止点的折中。图4是该电路的版图，同时还包含了两个有探针接入端的测试模型管：一个是设计中采用的6×30μm增强型PHEMT，另一个是普通的6×50μm耗尽型PHEMT。

　　图4：3级分布式放大器的版图(包括180μm栅宽的增强型测试建模管和一个300μm栅宽的耗尽型测试建模管)。

　　一个典型的分布式放大其中有一半的功率被输出传输线的50欧负载所吸收，为了提高输出效率，人们通常采用一些技巧，如渐缩型传输线方法。本设计采用了50欧姆输入输出线，为了减少DC功率的消耗，该传输线的一端的50欧姆终结负载和一个较大的电容(25pF)串联后，再通过通孔接地，这样既能保证射频信号接地，又能实现隔直流的效果。漏极较大的直流供电电流只流经低阻抗的电感元件，而不是50欧的终结负载(如图5)，这样可以有效的减小50欧终结电阻上的功耗。这里漏极电感的大小也是一个重要的设计参数，该电感直接影响电路在1GHz附近的低频滚降速度，如果增大电容将会减小滚降速度，但是同时会增加串联电阻，从而提高直流功耗，而且较大的电感也会增大版图面积。

　　在提交产线流片之前，各设计还必须经过严格的设计规则检查DRC(design-rule check)，自198?年第一次MMIC设计课程开始，约翰·霍普金斯大学就采用ICED(ICEDitor)软件，并采用TriQuint提供的DRC规则进行设计规则检查。另外还使用了“版图转电路图”LVS(Layout Versus Schematic)工具进一步比较从ADS中提取出来的网表是否符合ICED软件中的实际电气连接。有时设计虽然能通过DRC检查，但是仍然会有一些致命的错误，只有LVS工具才能发现这些问题。新版本的ADS已经具备内置的连接性检查功能，可以排除一些连接性错误，但是外部的LVS检测仍然是很有必要的。

　　图5：分布式放大器电路的直流等效电路，可以看出流经电感L35的电流只引起很小的压降。

　　图6：实测的输出功率和效率结果。
　表1：PHEMT分布式放大器在3.3V电压和25mA电流偏置下的各项指标实测结果。

　　图6和表1是整个电路的实际测试结果。可以看到在3.3V的24mA直流供电下，该电路达到了10%的功率附加增益PAE(Power Added Effeciency)以及+10dBm的输出功率。噪声系数的实测值和仿真值也很接近(图7)，在5到6GHz频段，噪声系数仅为2dB，这在具备1~10GHz的10倍频程(decade)带宽的电路中算是很出色的表现了。54平方密尔(mil-square)的芯片上还放置了很多其它器件，包括一个设计中采用的6×30μm增强型PHEMT测试建模管。在3V和3.3 V电压下，8~9mA电流时，分别测试了这个模型管，并将其S参数用于电路进行二次仿真。图8为该PHEMT模型管的版图。图9和图10则是针对测试管的实测和仿真数据的比较。由于测试的参考面不同，测试模型管的寄生参数和实际电路中使用的晶体管有微小的区别，正是这些巨别导致了测试值和再仿真结果(使用ADS和Sonnet软件)在高频段有一些差别。对以单独的6×30μm模型管而言，其实测值和使用TOM模型的ADS仿真值非常接近。

　　图7：使用噪声分析仪测试的增益和噪声系数，和ADS仿真的结果对比。

　　图8：6×30μm栅宽的增强型PHEMT测试建模管的版图。

　　图9：实测的(蓝色)增强型PHEMT测试建模管的前向传输参数S21和仿真结果(红色)的对比。

　　MMIC建模非常复杂，例如，在仿真时是否可以忽略互连线的影响。忽略互连线可以极大的简化设计，而且在2.4GHz以下，互联的影响很小。通常这些互联微带线的模型都是在其长度超过几倍衬底厚度的情况下建模的，而实际MMIC设计中很少会发生这种情况。典型的微带线模型一般都会高估其长度(即电感)效应。另外，还要考虑是否需要一个电磁仿真，以确保原始设计中忽略的寄生参数不会有太大的影响。除非设计者确实想压缩版图面积，否则采用3到5倍的线宽(而不是3到5倍的衬底厚度)做为元件间隔，一般都不会有问题。

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关键词： 宽带放大器 仿真 设计方法